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RADIO INSTITUTO CURSO DE
CIRCUITOS DIGITALES LECCIÓN Nº 2 TRANSISTORES
EN CIRCUITOS DE CONMUTACIÓN A.O.
COMO SCHMITT-TRIGGER - TENSIÓN OFFSET - CONMUTACIÓN DE RELÉS - ESTADOS NO
ABSOLUTOS - UBICACIÓN DE LA CARGA - CORTE PROFUNDO - DISIPACIÓN DE POTENCIA -
CONMUTACIÓN DE CARGAS EN 12 V DESDE CIRCUITOS DE 5 V - ACOPLAMIENTOS CMOS A
TTL Y TTL A CMOS - CARACTERÍSTICAS DE INTEGRADOS CMOS - CARACTERÍSTICAS DE
INTEGRADOS TTL - TABLA DE VERDAD NAND Continuamos
en esta lección con el estudio del comportamiento de los transistores en
circuitos digitales y las variantes que se pueden lograr con ellos. CONMUTACIÓN
CON ESTADOS NO ABSOLUTOS: Muchas
veces nos encontramos con circuitos digitales que emplean en alguna parte de
los mismos, amplificadores operacionales (AO) conectados como SCHMITT-TRIGGER
o comparadores, es decir que cambian de estado su salida según el potencial
que tienen en sus dos entradas. Cuando la entrada no inversora (+) es mas
positiva que la inversora (-) la salida es de nivel alto (1). Por
el contrario si la entrada inversora fuese mas positiva
que la no inversora, la salida corresponde a un nivel bajo (0). Considerando
siempre una alimentación de 12 V, se observa que éstos dos niveles no son
absolutos como ocurre con los integrados digitales ya que el 1 no corresponde
a 12 V sino un poco menos, alrededor de 11 V, y el 0 suele tener todavía una
diferencia mayor, debido a un remanente denominado tensión de offset y sabe quedar en 1,5 V aproximadamente (no en
todos los casos). Si
ésta salida se aplica a la entrada de un integrado digital, también
alimentado con 12 V, no hay problemas, dado que el mismo interpreta entre 0 V
y casi 6 V un nivel bajo (0), y entre un poco mas de 6 V y 12 V un nivel alto
(1). Decimos
casi 6 V porque en éste estado, denominado intermedio, existe una indecisión
en la operatividad del mismo. Pero si tenemos la necesidad de conmutar un
transistor con ésta salida, se presenta el inconveniente que no se puede
llevar al corte ningún transistor, sea NPN o PNP. Tratándose
de un NPN, el motivo es que la base siempre queda positiva ya que el
"0" que entrega el operacional, es en realidad de 1,5 V, superior a
los 0,7 V necesarios para su conducción, de todos modos aunque ésta salida
fuera de 0,5 V, con lo cual el transistor pasará al estado de corte, no conviene
dejarlo en ésta situación porque estará trabajando en un límite crítico y
cualquier espúrio de línea que pueda
aparecer superando un poco éste valor, lo hará conducir. Siempre hay que
tratar de llevarlo al corte neto y mantenerlo con 0 V entre base y emisor. En
la figura 1 vemos como se logra superar este inconveniente. A modo de ejemplo
ilustramos un caso donde el transistor debe conmutar un relé
de baja intensidad de corriente en su bobina, y alimentamos todo el circuito
con una fuente de 12 V. Se
observa que la entrada inversora (-) es un poco mas positiva que la no
inversora (+), concretamente 6,5 V contra 6 V, en éstas condiciones el estado
de salida es de nivel bajo (0) pero con el remanente offset de
1,5 V ya explicado.
Vemos que la entrada +
del operacional está a un nivel medio de la tensión de fuente, dada por el
divisor de tensión que forman las dos resistencias de 100 K. La entrada -
(menos) es la que utilizamos para el comando y tiene también a masa una
resistencia de 100 K y una de 47 K, que puede ser de valor distinto a
condición que sea de menor valor que la de masa. Esta
resistencia es hipotéticamente la que viene de un circuito anterior de
comando. Cuando la tensión de comando desciende ó directamente pasa a cero,
la entrada - queda por debajo de la entrada + y el operacional cambia al
estado alto. En
estado alto (1) la base del transistor se polariza con tensión positiva de
valor amplio y se satura sin inconvenientes. En estado bajo, la tensión offset de 1,5 V, queda neutralizada por los tres
diodos de silicio que hemos puesto en serie con la alimentación de base. En
efecto, cada diodo tiene una caída de 0,7 V, de modo que la suma de los tres
nos da una caída total de 2,1 V., por lo tanto el remanente de 1,5 V por ser
menor no llega a la base.
Los tres diodos pueden
reemplazarse por un zener de 2,7 V
ó mas y se obtiene el mismo resultado.
Ahora veamos esta misma situación, pero utilizando un transistor PNP. Fig. 2 Como
vemos, este circuito es muy similar al anterior, solo que está adecuado al
uso de un transistor PNP. Ahora es la entrada + la que usamos para el
comando, aunque bien podría haber sido la -, lo que importa es la diferencia
de magnitud entre una y la otra. Tenemos
la entrada + con mayor tensión que la - y como ésta no invierte, en la salida
tenemos el estado alto (1) que como ya dijimos es de 11 V. Esta
tensión no es suficiente para mantener al corte el transistor, por ello
polarizamos su base con la resistencia de 10 K conectada a + 12 V, y conectamos
en serie con la resistencia de 4,7 K dos diodos de silicio para obtener una
caída de 1,4 V. De
éste modo tenemos la salida del operacional en 11 V, que viene a ser un punto
negativo de 1 V con respecto a la tensión de fuente y por ende a la tensión
de base. Como los diodos introducen una caída de Cuando
el operacional cambia al estado bajo, circula por ésta red la corriente de
base y el transistor entra en conducción. En ese instante la tensión que se
puede medir entre base y emisor es de 0,7 V, positivo en el emisor, y si la
medición se hace con respecto a masa, se leerá 11,3 V aproximadamente,
siempre que la tensión de +B de fuente se mantenga en 12 V. COMO
LOGRAR UN CORTE PROFUNDO. Existen
también ciertas ocasiones donde posibles ruidos de línea o alguna otra
interferencia, que se manifiestan en pulsos de distinta amplitud que podrían
llegar a la base de los transistores de los ejemplos citados, u otros en
montaje distinto, que pueden provocar disparos erráticos en los mismos. En
éstas condiciones conviene mantenerlos a un corte mas profundo e incluso
filtrar la entrada en base, de manera de evitar éstos falsos disparos. La
solución a éstos problemas es sencilla
como podemos ver en la Figura 3.
En ésta figura podemos apreciar que las bases
de ambos transistores tienen conectado un electrolítico a masa, que se encarga
de absorber los posibles pulsos de interferencia, los valores que se expresan
en los componentes son a título de ejemplo, pues pueden ser otros. Debemos
tener en cuenta que al introducir un capacitor en
la base se produce una constante de tiempo de carga y descarga del mismo, que
modifica la señal de salida, redondeando un poco los flancos ascendente y
descendente. Esto
puede acarrear problemas de incompatibilidad con la entrada de algunos
integrados que no toman esta señal, solo lo hacen con señales perfectamente
cuadradas. Si
sucede esto, se soluciona intercalando un separador disparador SCHMITT, mas
adelante estudiaremos éstos integrados. Además hemos puesto en serie con los
emisores dos diodos para elevar el umbral de conducción de los transistores. En
efecto, teniendo en cuenta la caída de 0,7 V de éstos componentes, es fácil
deducir que éstos valores se suman a los 0,7 V propios del transistor, con lo
que conseguimos que en ésta disposición conducirá cuando en base tengamos una
diferencia de 2,1 V con respecto a masa en el transistor NPN, y a +B en el
PNP. De
ésta manera hemos triplicado el umbral de conducción, o lo que es lo mismo
profundizamos tres veces el corte. Si fuera necesario se puede agregar o
disminuir la cantidad de diodos, con lo que se modifica dicho umbral. El
inconveniente que se presenta es que la señal de salida se verá reducida en
su valor P.P. (pico a pico) en la misma
magnitud que la caída en los diodos, pero esto no afecta el funcionamiento de
las distintas etapas digitales ya que igualmente supera ampliamente el valor
intermedio hacia el nivel alto y el bajo, de modo que cualquier integrado
CMOS interpretará un 1 y un 0 sin dificultad. Tampoco
habrá problemas si la carga del transistor fuera un relé
a pesar que en lugar de recibir 12 V se alimentará con alrededor de 10 V ya
que éstos componentes funcionan perfectamente bien a partir de 9 V. Hay
que tomar en cuenta que los diodos también deben soportar la corriente de la
carga de colector y conectar los adecuados. CONMUTACIÓN
CON OTRAS TENSIONES Veamos
ahora como conmutar un relé mediante transistores,
con diferentes tensiones en el circuito. Comenzamos por el caso que
presentamos en la Fig. 4
Este es un caso que se
observa con cierta frecuencia en algunos equipos, y nos pareció importante
citarlo. Nos referimos a la ubicación de la carga, en éste caso el relé, en el emisor de un transistor NPN. Sucede
que de éste modo estamos sumando la resistencia propia de la bobina del relé a la que ofrece la juntura base-emisor, y en ésta
condición la relación de corriente de base y corriente de colector se ven
alteradas, por ese motivo el transistor no se satura a pleno y se produce una
caída de potencial entre colector y emisor; a modo de ejemplo la hemos
establecido en 3 V, ya que varía según la resistencia de base, por lo tanto
al relé llegan solo 9 V. Además
sucede un hecho curioso que puede llegar a desorientar al técnico, y es que
el transistor no abastece bien y sin embargo se calienta, lo que induce a
pensar en reemplazarlo por otro de mayor potencia. En
realidad lo que pasa es que la disipación de potencia que se produce en el
transistor a raíz de la caída de 3 V es la causante de la temperatura del
mismo. Aplicando la ley de Ohm vemos que: W = E . I = 3 X 0,240 = 0,72 Watt Lo
que es igual a 720 miliwatts, y con ésta
disipación el transistor se calienta. Si
por alguna razón debemos mantener ésta disposición, hay una solución que
acomoda bastante bien las cosas. Se
trata de aumentar la corriente de base a un valor mas elevado pero que el
transistor tolera perfectamente; hay que reducir la resistencia de base a
1000 ohm ó un poco menos. Ahora sí el transistor
conducirá bien y la caída probablemente se reducirá a 1 V, con lo que la
potencia disipada baja a 240 mW. De
todos modos el transistor quedará ciertamente exigido en su función. Ahora
veamos que potencia disipa el transistor de éste mismo circuito con la carga
conectada como corresponde, de colector hacia +B. Figura 5.
Ahora la situación
cambia notablemente, el transistor está saturado a pleno, la corriente de
base es mucho menor, la resistencia de polarización vuelve a ser de 10 K y la
caída que se mide en colector-emisor es como máximo de 0,4 V por lo tanto la
potencia disipada es: 0,4 X 0,240 = 0,096 W o sea 96 mW,
y con esta potencia el transistor trabaja frío. Lo
expuesto es válido también para los transistores PNP, pues sucede lo mismo
que lo visto en la figura 4, en el caso de conectar la carga de emisor a +B,
ya que lo correcto es conectarla de colector a masa. Figura 6. De
acuerdo a lo expuesto se desprende que siempre que sea posible En
los ejemplos siguientes se observan otras formas de alimentar un relé cuya bobina es para 12 V, partiendo de un circuito
que posee integrados de Repetimos que a modo
de ejemplo utilizamos relés como carga y
transistores conocidos de uso corriente, pero pueden ser otras cargas y otros
transistores los que se usen para lograr los fines buscados.
En la figura 7
observamos que el separador cambia de estado con flanco ascendente, (de
Supongamos un consumo
en el relé de 200 ma.
Para los cálculos de polarización siempre se debe tomar el menor Beta (Hfe) que indiquen los manuales, o sea que si dice
Ib = Intensidad de base (en ma) - Ic = Intensidad
de colector - Hfe = Ganancia Ahora
veamos que valor de resistencia de base es necesario para lograr 2 ma con una fuente de 5 V que es la salida que
entrega el separador del ejemplo.
Se
instalará el valor normalizado de 2,2 K
En la figura 8 vemos como
lograr la conmutación del relé con transistor de
salida NPN en los casos que el integrado entrega salida 0, o flanco
descendente. Como
vemos es necesario agregar un transistor de baja potencia, ya que la
corriente que debe manejar es la de base del de salida, que ya vimos es de 2 ma. Mientras
el integrado se encuentra en 1 el BC547 conduce y envía a masa la base del
BC337, de éste modo, se mantiene al corte. Cuando
el integrado cambia de estado y pasa a 0, el 547 pasa al corte y su colector
queda "abierto", ahora si se polariza la base del 337 y se satura
conmutando el relé.
En la figura 9 vemos
una situación un tanto mas compleja que las anteriores, ya que, como hemos
dicho, no se puede mantener al corte con 5 V un transistor PNP que está
alimentado con 12 V en el emisor. En éste caso no queda otro recurso que
emplear 2 transistores adicionales del tipo BC547, o sea de baja potencia. El
funcionamiento es el siguiente: Mientras el integrado está en reposo, la
salida del mismo se corresponde con la alimentación o sea de 5 V, y alimenta
la base del primer transistor 547 con lo cual éste está saturado, por lo
tanto su colector está en cero; el segundo 547 se encuentra al corte por
tener su base unida con el colector del primero. Al estar al corte, el
colector se encuentra en estado de alta impedancia ó "colector
abierto". En
ésta situación la base del BC327 está polarizada con tensión de 12 volt a través de la resistencia de 10 K, por lo tanto
también está al corte. Cuando
el separador cambia de estado, su salida pasa a 0, y se produce todo lo
contrario a lo explicado. El primer transistor 547 se corta, la base del segundo
se torna positiva y se satura, con lo cual envía a masa la base del ACOPLAMIENTO
DE INTEGRADOS CMOS A TTL CON TRANSISTORES Previamente
haremos un repaso del funcionamiento de los integrados CMOS y TTL para
comprender a que se debe la incompatibilidad de los mismos y porque es
necesario acoplarlos entre si por medio de transistores. Las
características de la familia de integrados CMOS difieren notablemente de los
TTL en cuanto a alimentación, lo que trae aparejado que salvo algunas
excepciones no sean compatibles entre si en forma directa. Los
integrados CMOS pueden ser alimentados con tensiones desde 3 V a 18 V, como
límite, siendo lo recomendado de Alimentados
con fuente de 5 V, drenan en su salida alrededor de 0,8 ma en su nivel alto o bajo, es decir que
"entregan o absorben" ésta corriente. Si
la alimentación fuese de 10 V, la salida será de 2,2 ma,
y si los alimentamos con 15 V aumentará hasta 8 ma. La
impedancia de entrada es muy elevada, esto hace que prácticamente no exista
consumo en la misma, por consiguiente las etapas que los alimentan no se ven
sometidas a carga alguna. El
consumo propio en estado de reposo, sin carga aplicada, es muy reducido y si
bien varía según la alimentación, podemos decir que está alrededor de 5 ua (microamper). Los
tiempos de propagación y transición en los cambios de estado, también varían
notablemente con la alimentación, a título informativo podemos estimar entre
30 y 100 ns (nanosegundos). Con
la frecuencia de operación de reloj también sucede lo mismo entre los
distintos integrados, como referencia diremos que está entre 3 y 12 Mhz (Megahertz). En
cuanto a En
éstos, el voltaje de alimentación es de 5 V y su diseño es tal que ésta
tensión no debe sobrepasarse ya que se destruirán. En la práctica podemos
tomar como valores límite, una variación de + - 10% de ésta tensión. La
corriente de salida está en el orden de 16 ma en
su estado alto ó bajo, o sea la corriente que entregan o absorben. La
importancia de éste hecho es que la baja impedancia y capacidad de manejar
intensidades de la etapa de salida permite excitar otras etapas de manera
directa, como por ejemplo, relés de baja corriente,
diodos led con su correspondiente
resistencia de limitación etc, siempre
considerando el máximo de 16 ma antedicho. La
entrada de éstos integrados, al contrario de los CMOS, es de baja impedancia,
y además consumen 1,6 ma para
mantenerse en estado bajo (0). De
lo expuesto se deduce que un integrado TTL en su etapa de salida puede ser
cargado por 10 entradas, o lo que es lo mismo, abastece a 10 integrados. Los
circuitos TTL se emplean en ordenadores dada su gran rapidez de respuesta; el
tiempo de transición y propagación, es decir lo que tarda en pasar de Se
pueden obtener velocidades aun mayores empleando la serie 74H, pero en éste
caso también aumenta el consumo propio, que ya de por si es elevado. La
frecuencia de reloj que se puede lograr en integrados TTL es sustancialmente
mayor que en los CMOS, en algunos de ellos se puede superar los 50 Mhz. Resumiendo,
podemos decir que los integrados CMOS tienen ciertas ventajas con respecto a
los TTL, como ser, mucho menor disipación de corriente (bajo consumo), alta
impedancia de entrada, lo que permite alimentar muchos otros desde una salida
(mas de 50), amplia gama de tensiones de alimentación. Pero
se encuentran en inferioridad en: menor corriente de salida, menor velocidad
de
El ejemplo está representado
por dos compuertas NAND y la transferencia de una a otra se efectúa mediante
un transistor NPN. En
estado de reposo La
alimentación del integrado CMOS (+XX) carece de importancia en éste caso
(puede estar entre 3 y 15 V) pues En
la figura 11 vemos un caso similar pero con los pulsos de salida de nivel
contrario al anterior y con un transistor PNP como acoplamiento.
Ahora tenemos las
entradas A y B TTL con niveles 1 y 0 respectivamente por lo tanto la salida
está en 1; cuando el CMOS cambia a 0, el transistor conduce y envía un Se
habrá observado que en la figura 10, R2 tiene un valor de 2,2 K y en la
figura 11 de 220 Ohm, esto se debe a lo siguiente :
Las entradas de los integrados TTL consumen 1,6 ma como
ya se ha dicho, PARA MANTENER EL ESTADO 0 (cero); si necesitáramos un estado
lógico 1, no hay inconvenientes en darlo a través de una resistencia de valor
relativamente elevado ya que con 1 no hay consumo, tal es así que si dicha
entrada quedara "al aire" sin conexión, el integrado interpretará
un 1. De
manera que el 1 que recibe Cuando
el transistor cierra a masa, Pero
en la figura 11 Haciendo
uso de la ley de Ohm veamos que potenciales tenemos
con una y otra resistencia. Necesitamos
saber que caída de tensión tenemos en la resistencia sabiendo que por ella
circularán 1,6 ma, por lo tanto: E = I . R = 0,0016 X 2.200 =
3,52 Volt Quiere
decir que con una resistencia de 2,2 K el integrado no interpretará el 0 sino
un 1, por lo tanto no funcionará éste circuito. Ahora
veamos cambiando éste valor por 220 Ohm. E = I . R = 0,0016 X 220 =
0,35 Volt Con
éste valor Veamos
ahora que carga soporta el transistor con ésta resistencia.
Como
vemos la carga para el transistor es de 22,7 ma y
ésta cifra la soporta cualquier transistor sin dificultad. El
ejemplo expuesto bien podría darse a la inversa, es decir tener la necesidad
de acoplar la salida de un TTL a la entrada de un CMOS, en la figura 12 se
observa como hacerlo.
Como vemos en la fig. 12, el circuito de
acoplamiento es igual, ya que la tensión de alimentación de Si
las tensiones de alimentación de los dos integrados fueran las mismas; en
éste caso de 5 V ambos, ya que el TTL no permite otra, el acoplamiento puede
realizarse en forma directa. Recuerde que los CMOS no consumen corriente en
sus entradas, por lo tanto un TTL podría abastecer gran cantidad de
integrados CMOS. Figura 13.
Hemos visto una
cantidad de circuitos de aplicación de transistores y la forma de
polarizarlos correctamente para su uso en conmutación, el tema es mas amplio aún, pero con lo visto en la presente
lección, el alumno no tendrá dificultades para emplearlos en cualquier
circuito digital que se le presente. A
partir de la presente lección vamos a realizar varios trabajos prácticos en
la plaqueta de ensayos (Protoboard), además de los
que se arman en plaquetas de circuito impreso, a fin de llevar a la práctica
los conocimientos que va adquiriendo. Es
muy importante que el alumno efectúe los trabajos expuestos, pues la
experiencia que irá adquiriendo al poder comprobar el funcionamiento de los
elementos usados incide notablemente en la formación técnica que todos
deseamos sea de la mejor calidad. |
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